前言
由于电力电子装置等非线性用电设备大量接入电网，会将其产生的谐波电流注入电网，使公用电网的电压波形发生畸变，影响电网的电能质量，同时会威胁电网中电气设备的安全经济运行。因此，需要功率因数校正(PFC)，把公用电网的谐波含量控制在允许范围内，防止谐波对电网和电气设备造成危害，保障电网的安全经济行，从而获得良好的经济效益。
图腾柱无桥(去掉了传统的低频整流桥)PFC，具有元件数量少、共模噪声低等特点。由于普通 Si MOSFET体二极管反向恢复特性差，为了避免反向恢复造成的额外损耗，图腾柱无桥PFC通常工作于CRM或DCM，该模式PFC电感纹波电流大，EMI滤波器体积大，只能在中小功率场合被采用。而SiC器件具备反向恢复性能好、耐高温、开关速度快等优势，因此在车载OBC、通信电源、UPS及高频DC-DC等领域有大量项目采用图腾柱无桥PFC替代传统的PFC或交错并联PFC。
图腾柱无桥拓扑分析
如图1是基于SiC图腾柱PFC的基本电路功率级结构，其中Q1和Q2是SiC MOSFET工作于系统高频下，Q3和Q4是普通的超结MOSFET，工作于电网频率下，并联在Q3,Q4上的肖特基二极管用于进一步改善系统效率。
图1 图腾柱PFC基本结构
当输入电压vin在正半周期时，主开关管为Q2，其占空比为D，续流开关管为Q1，其占空比为1-D；电感储能，流过Q2、Q3、L到Vin；电感释放能量时，主开关管Q2关闭，续流管Q1打开，流过L、Q1、Ro、Q3。二者的PWM驱动波形为互补模式PWM,中间留有死区，控制环路用于控制Q2的占空比D,在此阶段下，慢管Q3会一直导通，且电感电流自左到右。如下图2所示，给出了在AC正半周时的电感储能和续流路径。
图2 电网电压正半周时的电流路径
当输入电压vin在负半周期时，主开关管为Q1，其占空比为D，续流开关管为Q2，其占空比为1-D；电感反向储能，流过Q4、Q1、L到Vin；电感释放能量时，主开关管Q1关闭，续流管Q2打开，流过Q2、L、Vin、Q4、Ro。二者的PWM驱动波形为互补模式PWM，中间留有死区，控制环路控制Q1的占空比D。在此阶段下，慢管Q4会一直导通，且电感电流自右到左，如下图3所示，给出了在AC负半周时的电感储能和续流路径。
图3 电网电压负半周时的电流路径
驱动电路设计
SiC MOSFET 具有耐高压、耐高温、低导通和工作频率高等优点，但SiC MOSFET 的优势在高频工作下也带来了一些问题。随着开关频率的提高，SiC MOSFET 的关断过程电压变化率(dv/dt)变大，其通过米勒电容Cgd耦合到栅极导致栅极产生电压变化，如该变化电压超过导通阈值电压Vth，会导致SiC MOSFET 二次开通，因此SiC MOSFET需要负压关断避免该现象，通常关断电压设置在-2到-4V。
SiC MOSFET的开关速度主要由其栅源电容Cgs大小和驱动回路的充放电电流大小决定，Cgs大小是确定的，而充放电电流的大小与驱动电压和栅极电阻有关。为了获得更快的开关速度，提高系统工作效率，通常选取较小的驱动电阻来增大栅极驱动电流，而驱动电阻过小可能会导致栅源极电压出现过振荡(尤其是在米勒平台)。由于栅极驱动是典型的RLC结构，因此可以推导出保证栅极不发生振荡的最小电阻：
Lwire栅极电感包括驱动器与器件连接电感(PCB)、器件栅极内部寄生电感。在电路设计中可以通过缩小连接电感来降低栅极电阻,增大驱动电阻的取值范围。
系统验证结果：
在某型2KW(额定输入电压230Vac，额定输出48Vdc)电源上验证，该电源架构采用图腾PFC+全桥LLC，PFC工作频率65 kHz，CCM控制，SiC MOSFET采用瑶芯650V/45mΩ ，实测效率峰值超98%(230Vac@1000W)，达到钛金效率标准，对比传统CRM控制的交错PFC电源方案的极限效率，仍提升了2%左右，体现了无桥图腾柱PFC优势。
瑶芯提供650V全系列 SiC MOS
由于电力电子装置等非线性用电设备大量接入电网，会将其产生的谐波电流注入电网，使公用电网的电压波形发生畸变，影响电网的电能质量，同时会威胁电网中电气设备的安全经济运行。因此，需要功率因数校正(PFC)，把公用电网的谐波含量控制在允许范围内，防止谐波对电网和电气设备造成危害，保障电网的安全经济行，从而获得良好的经济效益。
